水下双向无线电能传输系统设计与实现-AET - 海洋电力传输系统

0 引言

随着海洋资源的开发，水下探测器的续航问题一直都是制约水下探索的关键问题。目前欧美、日本等国采用的海底电缆网络铺设成本高、技术难度大，而对于这项技术我国刚处于起步阶段，水下设备仍使用传统的接触式供电方式进行电能传输，而且我国不掌握水下接驳盒这一关键组件的生产、制造技术，极大限制了海底资源的开发。

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无线电能传输技术也称为非接触电能传输技术，是一种借助于空间的无形软介质实现将电能由电源端传递至用电设备的一种传输模式[1]。与一般的充电方式相比，无线充电技术拥有自由度高、环境适应性强、危险系数低等诸多优点[2]。无线电能传输在陆地上的研究已经十分成熟，尤其是在电动汽车的应用上，成功实现了在较长的传输距离下拥有较高的传输效率[3-4]。文献[3]分析了无线充电过程中混入金属异物对系统参数及效率的影响，得出金属混入会影响充电系统参数并导致传输效率降低的结论。文献[4]分析了无线传输系统的发射线路和接收线路的耦合结构，得出接收线路不同位置时线路耦合情况以及系统效率的变化规律。文献[5]推导出了无线电能传输系统随耦合系数改变的最佳负载，并为无线传输系统负载的选取提供了理论指导。

在水下尤其是深海条件下，无线电能传输系统具有更高的可靠性和安全性，更适合在水下自主航行器上应用[6]。相比较无线充电技术在陆地上的广泛应用，国内外文献对于该项技术在水下的研究相对较少，而已有的关于水下无线输电的研究成果未能兼顾传输效率和传输距离两项重要指标[7-10]。文献[7]实现了水下间距5 mm、功率300 W、效率85%的电能传输，并进行了外场实验。文献[8]中，美国华盛顿大学完成了间隙2 mm、功率240 W、效率70%的电能传输。文献[9]中提出了一种在海底进行非接触式电能传输的方案，实现了当传输距离为50 mm时，传输效率为40%。文献[10]提出了一种给水中机器鱼充电的方案，并指出当谐振频率变高时，涡流损耗会急剧增大，严重影响了充电效率。

由国内外文献分析可知，目前水下探测器的电能供给以充电站向探测器的单向能量传输模式为主，如何提高传输效率已成为实现海水介质中非接触式输电实用化的关键环节。本文提出的双向无线电能传输拓扑，是一种新型的水下探测器供电方案，可以实现能量的双向传递。该项功能可应用于水下移动能源站，增加水下探测器的作业时间，提高探测效率。具体工作模式为：水下移动能源站从主干网停靠站吸收电能并存储，随后根据定位移动到指定位置对水下探测装置进行充电，这个过程中，水下移动能源站接收了电能，并发射了电能，进行了能量的双向传输。

本文采用移相控制的控制方式，通过调节偏移量达到调节系统输出功率的目的；分析了系统的频率特性，并做了实验验证；分析了海水介质下的涡流损耗，并对理论值和实测值进行了对比。将无线充电系统的原、副边线圈放置在水池中进行海水下无线电能传输试验，在线圈间距15 cm的条件下，传输效率达83%，验证了本文所提方案的可行性。

1 双向无线电能传输拓扑结构原理分析

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无线充电技术主要是利用电磁感应基本原理进行工作，在初级端线圈的两端加入交流电压，通过与谐振电容的谐振作用在线圈中产生交变磁场，继而在次级线圈中感应出相同频率的交变电压，实现无线电能传输。本文所采用的双向供电方案框图如图1所示。当能量从主干网停靠站向移动能源站传递时，开关管Q1~Q4、反并联二极管D5~D8工作，如图2所示；当能量从移动能源站向水下探测器传递时，开关管Q5~Q8、反并联二极管D1~D4工作，如图3所示。

在无线电能传输技术中，原副边耦合线圈之间存在的漏感增加了系统的无功功率的输出，降低系统传输功率能力。因此，为了提高系统的传输性能，有必要对原副边耦合线圈的漏感进行补偿。常见的补偿方式有4种：发射端串联接收端串联补偿(SS)、发射端串联接收端并联补偿(SP)、发射端并联接收端串联补偿(PS)、发射端并联接收端并联补偿(PP)。通过对4种补偿方式下的无线充电系统进行计算，得出4种补偿结构下谐振电容的表达式如表1所示。其中Cp、Cs分别为原、副边谐振电容，Lp、Ls分别为原、副边线圈电感，M为互感，ω为谐振角频率，RL为负载电阻。

由表1可知，只有SS补偿结构可以保证在线圈相对位置变化时谐振电容不变，且能够保证系统在受水流冲击作用时保持在谐振状态，所以本文选用SS补偿方式。以单侧传输为例来分析系统的传输性能，单向传输的系统简化拓扑示意图如图4所示。其中US为直流电源，C1、C2为滤波电容。

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由系统传输效率公式可知，当线圈大小、线圈之间的距离以及负载确定后，效率仅和系统工作频率相关，效率随系统频率的升高单调递增。

移相控制方式可以通过调整移相角，实现逆变器输出功率的调节。由于逆变器负载为感性，电流滞后电压，因此逆变器容易形成导通时的软开关，并通过开关管并联缓冲电容，实现零电压关断，提高电源系统传输效率。接下来在移相控制方式下分析频率变化对系统稳定性的影响。

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由SS补偿电路下的电路拓扑可以得到线圈原边总的等效阻抗为：

令Lp=Ls=L、Cp=Cs=C，由上式可知，当M不变，频率大于谐振频率且越大时，系统感性特征越明显；频率小于谐振频率且越小时，系统容性特征越明显，其中间的过渡点即为谐振频率。而系统在容性状态下会导致开关管换流时产生较大的开关尖峰，在感性状态下，开关管换流阶段波形较为平稳，而且频率的增大也会使得系统传输效率的提升，所以试验过程中应使系统的工作频率略大于谐振频率。

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2 海水介质下能量的损耗分析

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本文研究的无线传输系统应用于海水下能量交换，交变磁场会在海水中感应出涡电流，造成功率损耗，降低传输效率。下面主要对电磁波在海水中传播产生的损耗进行分析。

通常认为海水是一种各向同性的均匀导电介质，这可以大大简化分析计算。电磁波在海水中传播，满足麦克斯韦方程的复数形式为：

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其中P为发射的功率，p1为损耗的功率，d为传输的距离。

图5、图6分别为海水介质下，线圈传递效率以及海水涡流损耗随线圈间距变化的曲线。从曲线中可以得出，随着线圈间距的增加，线圈间能量传递效率明显变低，而损耗随着间距的增加而增大，超过10 cm后，效率下降幅度以及损耗增加幅度均增大。

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3 系统实验研究与分析

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3.1 系统硬件电路系统及海水损耗实验

硬件电路包括：主电路、DSP芯片主控电路、驱动电路、谐振网络、整流电路、负载。实验平台如图7所示。其中图7(a)中显示的分别为系统的主电路板、DSP芯片主控电路板、驱动电路板；图7(b)显示的是谐振线圈放置在海水水槽中。本文根据需求设计了1.5 kW硬件系统。系统设计的工作电压为375 V，峰值电流15 A，开关频率为20～100 kHz。系统的主控芯片为DSP TMS320S2812。

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实验中，分别测得空气中和海水介质中的系统传递效率，并计算得出海水介质下系统的损耗。部分实验结果见表2。理论损耗值与实际测量损耗值的对比曲线如图8所示。从图中可以看出实际测得的损耗值比理论值小，最大误差在5%左右，原因在于实验中线圈的绕制和测量均存在一定的误差，使用的盐水与真实的海水也有差别，从而导致实际值低于理论值。

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3.2 系统频率特性研究

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如图5所示，随着线圈间距的增加，系统传递效率明显降低，当间距为15 cm时系统传递效率仅为60%，不能满足设计需求，为了减小涡流损耗，增加海水中无线系统的传输效率，本文采用在线圈外侧添加隔磁片的方式，其装配图如图9所示。选取谐振电容Cp=30 nF，Cs=30 nF，发射线圈和接收线圈距离15 cm，加入磁芯后，线圈自感变为440 μH，此时计算出的谐振频率为44 kHz。保持两线圈相对位置不变及线圈之间的互感不变，改变工作频率得到的电压电流相位差如表3所示。

从表3中可以得出：工作频率为谐振频率时，逆变器输出电压电流的相位差为0，随着工作频率的增大，逆变器输出电压电流的相位差随之增大。图10为工作频率分别为50 kHz、47 kHz、44 kHz时电压电流波形，从图中可以看出，当工作频率接近谐振频率时，换流阶段开关尖峰较大；当工作频率大于谐振频率时，系统工作状态较为稳定。

3.3 空气以及海水环境下无线传输实验

实验中，谐振电容Cp=30 nF，Cs=30 nF，供电电压为375 V，工作频率为48 kHz，为了模拟负载为电池的工况，调节偏移量使得输出电压也为375 V。负载电阻100 Ω，发射线圈和接收线圈距离15 cm，加入磁芯后，线圈自感变为450 μH。空气、海水中实验波形分别如图11、图12所示。

从图中可以看出，由于采用移相控制，逆变器输出电压超前于电流，实现了软开关，且实验采用的开关频率高于谐振频率，电压电流波形较为平稳，与前文研究一致。实验结果：在空气中，直流侧输入功率为1 542 W，线圈间距15 cm，输出功率为1 406 W，系统传输效率约为91%；在海水中，直流侧输入功率为1 693 W，线圈间距15 cm，输出功率为1 406 W，系统传输效率约为83%，相较于其他水下无线充电的研究，本文在传输距离和传输效率上存在一定的优势。

4 结论

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本文提出一种新型的水下探测器供电方案，设计了双向传输系统的电路拓扑，分析并确定了谐振补偿网络拓扑和参数；为了实现软开关并降低开关损耗，确定了移相控制的控制方式并分析了系统工作的最佳频率与谐振频率的关系；对海水介质下的涡流损耗进行了估算并进行了实验验证，本文会在接下来的工作中继续改进实验条件，缩小估算与实测值的偏差；在空气及海水环境下完成了距离15 cm的传输实验，在海水环境下，较好地抑制了涡流损耗对传输效率的影响，实验效率达到83%，实现了水下无线电能传输距离和传输效率的优化，进一步验证了本文所提方案的可行性和有效性。

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作者信息:

: C5 F# }7 R4 c w- M4 e6 P2 A

高雪飞1，张 剑1，2，李金龙1

（1.中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室 中国科学院电工研究所，北京100190；

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2.电驱动系统大功率电力电子器件封装技术北京市工程实验室 中国科学院电工研究所，北京100190）

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